Импульсный источник питания, который может использоваться не только с усилителями на базе TDA7293 (TDA7294), но и с любым другим усилителем мощности ЗЧ. Основой данного блока питания (БП) служит полумостовой драйвер с внутренним генератором IR2153 (IR2155), предназначенный для управления транзисторами технологий MOSFET и IGBT в импульсных источниках питания.


Функциональная схема микросхем приведена на рисунке 1, зависимость выходной частоты от номиналов RC-задающей цепочки на рисунке 2. Микросхема обеспечивает паузу между импульсами верхнего и нижнего ключей в течении 10% от длительности импульса, что позволяет не опасаться сквозных токов в силовой части преобразователя.

Рис.2


Практическая реализация БП приведена на рисунке 3. Используя данную схему можно изготовить БП мощностью от 100 до 500Вт, необходимо лишь пропорционально увеличивать емкость конденсатора фильтра первичного питания С2 и использовать соответствующий силовой трансформатор TV2.

Рис.3


Емкость конденсатора С2 выбирается из расчета 1...1,5 мкФ на 1 Вт выходной мощности, например при изготовлении БП на 150 Вт следует использовать конденсатор на 150...220 мкФ. Диодный мост первичного питания VD можно использовать в соответствии с установленным конденсатором фильтра первичного питания, при емкостях до 330 мкФ можно использовать диодные мосты на 4...6А, например RS407 или RS607. При емкости конденсаторов 470...680 мкФ нужны уже более мощные диодные мосты, например RS807, RS1007.

Об изготовлении трансформатора можно разговаривать долго, однако вникать в глубокую теорию расчетов слишком долго и далеко не каждому нужно. Поэтому расчеты типоразмеров ферритовых колец М2000НМ1 просто сведены в таблицу 1.

Таблица 1


Как видно из таблицы габаритная мощность трансформатора зависит не только от габаритов сердечника, но и от частоты преобразования. Изготавливать трансформатор для частот ниже 40 кГц не очень логично - гармониками можно создать не преодолимые помехи в звуковом диапазоне. Изготовление трансформаторов на частоты выше 100 кГц уже непозволительно по причине саморазогрева феррита М2000НМ1 вихревыми токами.

В таблице приведены данные по первичным обмоткам, из которых легко вычисляются отношения витков/вольт и дальше уже вычислить, сколько витков необходимо для того или иного выходного напряжения труда не составит. Следует обратить внимание на то, что подводимое к первичной обмотке напряжение составляет 155 В - сетевое напряжение 220 В после выпрямителя и сглаживающего фильтра будет составлять 310 В постоянного напряжения, схема полу мостовая, следовательно к первичной обмотке будет прилагаться половина этого значения.

Так же следует помнить, что форма выходного напряжения будет прямоугольной, поэтому после выпрямителя и сглаживающего фильтра величина напряжения от расчетной отличаться будет не значительно.

Таблица приведена до мощностей 2400 Вт - более мощные БП будут описаны в следующих номерах журнала, поэтому табличку стоит сохранить.

Таблица 2 и 3


Диаметры необходимых проводов рассчитываются из отношения 5 А на 1 кв мм сечения провода. Причем лучше использовать несколько проводов меньшего диаметра, чем один, более толстый провод. Это требование относится ко всем преобразователям напряжения, с частотой преобразования выше 10 кГц, так как начинает уже сказываться скин-эффект - потери внутри проводника, поскольку на высоких частотах ток течет уже не по всему сечению, а по поверхности проводника и чем выше частота, тем сильнее сказываются потери в толстых проводниках.

Поэтому не рекомендуется использовать в преобразователях с частотой преобразования выше 30 кГц проводники толще 1 мм. Следует так же обратить внимание на фазировку обмоток - неправильно сфазированные обмотки могут либо вывести силовые ключи из строя, либо снизить КПД преобразователя.

Но вернемся к БП, приведенному на рисунке 3. Минимальная мощность данного БП практически ни чем не ограничена, поэтому можно изготовить БП и на 50 Вт и меньше. Верхний же предел мощности ограничен некоторыми особенностями элементной базы.

Для получения больших мощностей требуются транзисторы MOSFET более мощные, а чем мощнее транзистор, тем больше емкость его затвора. Если емкость затвора силового транзистора довольно высокая, то для её заряда-разряда требуется значительный ток. Ток транзисторов управления IR2153 довольно не велик (200 мА), следовательно, эта микросхема не может управлять слишком мощными силовыми транзисторами на больших частотах преобразования.

Исходя из вышесказанного становится ясно, что максимальная выходная мощность преобразователя на базе IR2153 не может быть более 500...600 Вт при частоте преобразования 50...70 кГц, поскольку использование более мощных силовых транзисторов на этих частотах довольно серьезно снижает надежность устройства. Список рекомендуемых транзисторов для силовых ключей VT1, VT2 с краткими характеристиками сведен в таблицу 2.

Выпрямительные диоды вторичных цепей питания должны иметь наименьшее время восстановления и как минимум двукратный запас по напряжению и трехкратный току. Последние требования обоснованы тем, что выбросы напряжения самоиндукции силового трансформатора составляют 20...50 % от амплитуды выходного напряжения.

Например при вторичном питании в 100 В амплитуда импульсов самоиндукции может составлять 120...150 В и не смотря на то, что длительность импульсов крайне мала ее достаточно чтобы вызвать пробой в диодах, при использовании диодов с обратным напряжением в 150 В. Трехкратный запас по току необходим для того, чтобы в момент включения диоды не вышли из строя, поскольку емкость конденсаторов фильтров вторичного питания довольно высокая, и для их заряда потребуется не малый ток. Наиболее приемлемые диоды VD4-VD11 сведены в таблицу 3.

Емкость фильтров вторичного питания (С11, С12) не следует увеличивать слишком сильно, поскольку преобразование производится на довольно больших частотах. Для уменьшения пульсаций гораздо актуальней использование большой емкости в первичных цепях питания и правильный расчет мощности силового трансформатора. Во вторичных же цепях конденсаторов на 1000 мкФ в плечо вполне достаточно для усилителей до 100 Вт (конденсаторы по питанию, установленные на самих платах УМЗЧ должны быть не менее 470 мкФ) и 4700 мкФ для усилителя на 500 Вт.

Плата


На принципиальной схеме изображен вариант выпрямителей вторичного силового питания, выполненный на диодах Шоттки, под них и разведена печатная плата (рисунок 4). На диодах VD12, VD13 выполнен выпрямитель для вентилятора принудительного охлаждения теплоотводов, на диодах VD14-VD17 выполнен выпрямитель для низковольтного питания (предварительные усилители, активные регуляторы тембра и т.д.). На том же рисунке приведен чертеж расположения деталей и схема подключения.

В преобразователе имеется защита от перегрузки, выполненная на трансформаторе тока TV1, состоящая из кольца К20х12х6 феррита М2000 и содержащего 3 витка первичной обмотки (сечение такое же как и первичная обмотка силового трансформатора и 3 витка вторичной обмотки, намотанной двойным проводом диаметром 0,2...0,3 мм.

При перегрузке напряжение на вторичной обмотке трансформатора TV1 станет достаточным для открытия тиристора VS1 и он откроется, замкнув питание микросхемы IR2153, тем самым прекратив ее работу. Порог срабатывания защиты регулируется резистором R8. Регулировку производят без нагрузки начиная с максимальной чувствительности и добиваясь устойчивого запуска преобразователя.

Принцип регулировки основан на том, что в момент запуска преобразователя он нагружен максимально, поскольку требуется зарядить емкости фильтров вторичного питания и нагрузка на силовую часть преобразователя максимальная.

Об остальных деталях: конденсатор С5 - пленочный на 0,33... 1 мкФ 400В; конденсаторы С9, С10 - пленочные на 0,47...2,2 мкФ минимум на 250В; индуктивности L1...L3 выполнены на ферритовых кольцах К20х12х6 М2000 и наматываются проводом 0,8... 1,0 мм до заполнения виток к витку в один слой; С14, С15 - пленочные на 0,33...2,2 мкФ на напряжение не менее 100 В при выходном напряжении до 80 В; конденсаторы С1, С4, С6, С8 можно керамические, типа К10-73 или К10-17; С7 можно и керамический, но лучше пленочный, типа К73-17.